3G W-CDMA FDD直接转换零中频接收器结构及主要指标的估算

     射频直接转换零中频接收器方案作介绍,并详细讨论接收器二阶互调(IM2)产物产生机制和功率电平等与动态范围相关量的测算,以及输入二阶截点(IIP2)功率引出与要求等接收器的关键指标作出分析。

    关键词: 直接转换接收器  二阶互调(IM2)产物   输入二阶截点(IIP2)   失真效应

    前言

    众所周知,欧洲提出的W-CDMA、北美提出的CDMA2000将是第3代移动通信系统的主要技术,而宽带COMA技术是主流。

    近年来，随着第3代(3G)无线网络在日本(IMT-2000)、欧洲(UMST)和美国(CDMA2000)的推广，在3G移动手机的商业开发中，对低成本、低功耗与小型化的用户设备(UE)的需求正在变得日益重要。通过硅处理工艺的正确使用、适当的电路设计技术和架构的实现，直接转换接收器架构已成为高集成度3G手机平台最有前途的一种系统方案。

    在本文中，将对全集成、3GGP (第3代移动通信伙伴计划)FDD(全双工) 射频直接转换零中频接收器方案(图1)作介绍，并详细讨论接收器二阶互调(IM2)产物产生机制和功率电平测算,以及对输入二阶截点(IIP2)功率引出与要求作出分析，因为输入二阶截点(IIP2)是直接转换接收器的一项关键指标。

    关于直接转换接收机互调(IM) 产物

    关于互调(IM)产生的多阶和差产物都是干扰, 互调失真性能的测量是通信接收机中最重要的测试之一。无论接收机的灵敏度有多高,如果它不能很好地抑制强信号,那么该接收机就没有使用价值。偶阶互调产物可以通过信送道选择滤波器之前的滤波电路予以滤除，而二阶或三阶产物通常是最强的，需要经常测试。由于讨论的互调产物是来直接转换自接收机的有源器件,所以自然在器件输出端测量各种电压和功率电平。

    直接转换接收机动态范围

    直接转换接收机动态范围是表示在允许的噪声和失真的情况下,接收机可以处理的最强信号与最弱信号的比值,单位为dB。它是引起允许失真的最强信号与具有最小可接受信噪比(S/N)品的最弱信号之间的比值。

    为此需要指出的是,通过后述的“二阶失真效应”一节的分析，将介绍并讨论在零中频接收器IC的下变频器中，产生二阶非线性产物-干扰源的所有关键来源,即产生机制。又将在“关于IIP2功率导出”一节中，将对二阶输入截点(ⅡP2) 功率作推导。然后，在两节中，将注意力放在真正的二阶互调(IM2)产物的估计及基于规定的3G标准的二个测试案例，并估算对于3GPP零中频接收器IIP2的要求。之所以要将注意力放在二阶互调(IM2)产物估计，这是因为二阶互调(IM2)是一个与器件(如放大器、混频器)和接收机的动态范围都相关的量。

    1、  FDD(全双工)工作模式与直接转换零中频接收器结构

    直接转换零中频接收器,这是一种特殊类型的接收器,其工作原理是超外差式,但用的却是零IF(中频),即本振频率(Fi)等于输入信号频率(Fr)。通带对超外差式来说，IF=Fr±Fi,而对直接转换零中频接收器来说IF=0=Fr-Fi,则Fr=Fi。

    如图1所示，直接转换或零中频接收器结构可以将信号直接解调为基带I/Q(同相与正交)信号，是实现接收器完全片上集成的途径。I/Q信道变换将产生二个输出,二者之间差90度。

    从图1可看出,在3G W-CDMA FDD工作模式下(图2为 FDD模式操作基本原理示意图)，为了隔离Rx(接收器)与Tx(发送器)部分，只需要一个外部双工器。此外，由于有限的双工器Tx与Rx隔离会引起解调器输入端的带外阻塞与发送机泄露，因此在FDD射频中需要LNA(噪声放大器)后端RF滤波器对其进行抑制。需要说明的图1的双工器为双工通信制(而双工通信制的示意图,见图3所示),是指收发双方能同时工作,A方发话的同时能收刭B方发话,无需发话按键,使用时与普通电话一样方便,双工通信制其特点有二。其一、占用的无线频点多,用户容量大；其二、移动话机之间无法通话,必须通过基站接结, 基站可以方便地实现本地区、全国或全世界联网。

    在零中频接收器IC中，通道选择性是在基带用片上低通滤波器(LPF)实现的。信道滤波后，可变增益放大器(VGA)将基带的I/Q信号放大，然后射频调制解调IC的模拟基带部分将信号数字化。图1中的RF PLL(锁相环)是用来实现频率合成,其作用为手机中高信号源。

    2、  二阶失真效应

    在零中频接收器中，二阶互调(IM2)产物(见图4右上角a箭头所示)是棘手的干扰源。因此必须注意减小接收器基带信道中这些二阶互调产物的电平。在零中频接收器中，前端二阶非线性将调幅阻塞中的AM(调幅)成分解调到基带。这些二阶互调(IM2)产物包含阻塞包络的平方项。因此，这些基带的无用频谱成分的带宽会高达阻塞幅度包络带宽的2倍。根据有用信号在基带的调制带宽的不同，这些IM2产物会是部分、或全部地成为造成整个接收机干扰容限降低的直接因素。

    我们这里所讨论的IM2失真产物是指那些发生在零中频接收机中下变频单元的失真(其波形见图4左上角b所示)。这是因为LNA中的低频IM2产物通常会被LNA与混频器之间的交流耦合或带通滤波器滤除。零中频接收器中的IM2产物由多种不同机制产生。不过，这里着重介绍两种主要的IM2产生机制,那就是RF自混频与下变频器RF级，二阶非线性与LO级开关对失配。

    2.1 RF自混频

    RF自混频的发生主要是由于零中频接收机混频器中换向级不理想的硬开关I-V特性， 以及RF信号通过杂散耦合向LO(本机振荡器)端口的泄漏。用低LO功率驱动时，混频器中会出现不良的硬开关，因此其表现更像一个线性乘法器。结果，在LO端口上出现RF到LO泄漏成分时(见图1黑粗带箭头曲线所示)，零中频混频器的输出中包含与输人信号和RF到LO耦合因数的平方成正比的信号。这样就在基带上产生了二阶互调(IM2)产物。当泄漏到LO端口的RF信号是强阻塞时,会非常有害于接收器性能。

    2.2下变频器RF级，二阶非线性与LO级开关对失配

    在零中频接收器的I/Q混频器输人端引人强CW(连续波)或调制阻塞时，混频器跨导级或RF级中的有源器件的二阶非线性将产生低频IM2产物。这些产物连同有用的RF信号与阻塞一起，形成跨导级输出电流的一部分。在一个理想平衡的混频器中(包括理想匹配的混频器负载或开关对/LO级中的器件)，等效差分IM2产物被转换到高频。另外，等效共模IM2产物在混频器差分输出端被抵消。不过，考虑到LO占空比从50%的偏离，LO级器件的失配会导致一个直接的低频泄漏增益，它作用于低频IM2产物(见图4右上角a箭头所示)。结果，这些产物被转换成I/Q混频器的基带输出。

    值得注意的事先前我们假定，在零中频接收器中下变频单元是限制IM2产物抑制能力的主要模块。如果紧随I/Q混频器之后的基带级有足够高的共模抑制比(>60dB)，这个假设是成立的。

    3、  关于二阶输入截点(ⅡP2) 功率 的导出

    4、  有效的低频IM2产物功率电平测算

    对互调测量,要设置测试接收机的带宽、工作频率及其它相关内容。对于二阶互调(IM2)测试，用两个信号发生器设置为两个不同的频率,其差值等于工作频率。由于讨论的互调产物是来自接收机的有源器件，所以自然在器件输出端测量各种电压和功率电平。

    有效的低频IM2产物功率电平测算应有UL参考信道或Tx阻塞估算16信道阻塞两市部分组成,其说明如下。

    在3GPP(第3代移动通信伙伴计划) W-CDMA射频前端，接收器输入端最坏情况的干扰并不是双音型，而是宽带数字调制型阻塞。因此，为了导出要获得期望的BER(误码率)性能所需要的接收器IIP2，有必要根据调制阻塞估算有效的低频IM2产物(见图2右上角a箭头所示)。理解调制阻塞的特性也很必要，尤其是其非恒定的包络。这是因为前端的二阶非线性会将RF阻塞的包络剥离下来，并以包络平方的形式转换到基带。3G标准测试案例有二,介绍了3GPP W-CDMA接收器中两个主要的调制阻塞。个测试案例规定了天线处的发送上行链路(UL)信号达到功率电平(+24dBm)时， 所需灵敏度的最小值。第二个测试案例规定了调制下行链路(DL)阻塞为-44dBm时，对于 ，天线连接器处需接收信号电平的最小值。这是一个偏离有用信号15MHz的阻塞，同时天线处的UL发送功率为+20dBm。

    在3GPP标准文件中给出了UL参考测量信道(12.2kbps)结构，该结构代表了3G W-CDMA手机天线处的发送上行链路信号。它由一个专门的物理数据信道(DPDCH)和一个专门的物理控制信道(DPCCH)组成。

    为了理解经调制的UL发送(Tx)信号或经调制的DL 16(16个专用数据信道)通道信号的包络特性，并估算W-CDMA接收器中分别由这两种信号产生的有效IM2产物，有必要首先研究每种信号的功率统计特性。由于有效IM2产物存在于W-CDMA零中频接收器中，因此估算有效IM2产物也很关键。有效IM2产物用互补累加分配函数(CCDF)来表示，它给出了信号的峰-均功率比(PAR)与概率的关系，即图5所示。该图5用箭头与曲线显示了用ADS(自动分配系统)仿真得到的UL发送信号与DLl6信道信号的CCDF(互补累加分配函数)，并与高斯噪声信号CCDF(互补累加分配函数)进行了比较。

    图5中值得注意的是，基于一路发送DPDCH时，UL参考信道在0.1%概率处的PAR为3.1dB。另—方面，偏移量为15MHz的DL阻塞中包含16个专用业务信道，在0.1%概率处的PAR为8.4dB，与高斯噪声信号的PAR几乎相等。

    根据推导(已省略),并假定零中频下变频器输入端双音阻塞的总功率电平为0dBm，则接收器输入端的总IM2产物功率电平可以根据下式计算:

    PIM2(dBm)=2×P2T(dBm)-IIP2(dBm)=-30dBm。根据推导(已省略),分别得到DC偏移量电平为-33dBm，(f1-f2)处的IM2产物功率电平为-36dBm。

    因此可以得出结论：与0dBm双音阻塞引起的低频(f1-f2)IM2产物功率电平相比，0dBmULTx阻塞引起的，在lkHz至2.06MHz频段上积分得到的低频IM2产物功率电平要低7.7dB。同理，与0dBm双音阻塞引起的低频(f1-f2) IM2产物功率电平相比，0dBmDL 16信道阻塞引起的等效总低频IM2产物的功率电平要高2.9dB。

    根据上述结果，总有效IM2产物功率电平可以概括为以下等式：

    在上面两个等式中，每个音的功率电平(f1或f2，的P1T)是双音阻塞总功率电平(P2T)的50%，该双音阻塞与调制阻塞的功率电平相同，即P1T(dBm)=P2T(dBm)-3dB=PUL_TX/DS 16Ch(dBm)-3dB。

    5、W-CDMA接收器的IIP2功率 要求分析

    分别推导W-CDMA零中频接收器所需的最小IlP2。所有IIP2计算都折算到接收器LNA输人端。

    从3GPP标准测试的二个案例入手分析W-CDMA接收器的IIP2要求

    5.1天线处的发送上行链路(UL)信号达到功率电平时， 所需灵敏度的最小值,即从3GPP笫一标准测试案例入手分析

    FDD模式下，估算得到的在LNA输入端的ULTX信号泄漏为-24dBm(PUL TX，LNA=双工器 处的PA功率_双工器_隔离度TX_ RX，min=+26dBm-50dB= -24dBm)。假定LNA之前双工器在最坏情况下的插入损耗(1L)等于-2dB。在3GPP IMT频带射频手机中，相对于期望的Rx信号频率，Tx泄漏频率的偏移量是190MHz。

    据有关文献说明，可以计算由接收器NF引起的允许噪声功率(PN)为PN=99dBm。

    在灵敏度水平下，要求由UL TX泄漏阻塞引起的低频IM2产物不能降低接收器灵敏度。由于在W-CDMA零中频接收器中通常具有片上直流偏移抑制，因此由IIP2引起的直流偏移量没有影响。如果假定低频IM2产物的总功率电平至少需要比PN低11dB(0．3dB的接收器灵敏度降低)，则允许的、由UL Tx泄漏阻塞引起的输入IM2折算到LNA输入的值可以这样估算：

   P IM2，UL_TX  = PN -11 dB-ILduplexe ≤-99dBm -11 dBm-2 dB=-112 dBm

    接收器IIP2，在Tx偏移处(190MHz)发射，折算到接收器LNA输人，用方程计算如下：PIM2,UL_TX(dBm)=2×PUL_TX_LNA(dBm)-IIP2,Tx(dBm)-13.7dB, 则IIP2,Tx(dBm)≥+50dBm

    5.2调制下行链路(DL)阻塞为-44dBm时，对于 ，天线连接器处需接收信号电平的最小值,即3GPP笫二标准测试案例入手分析

    在该测试案例中，有用信号比笫一测试案例规定的灵敏度最小值高3dB。因此，允许噪声加干扰功率电平是-96dBm。这比前一测试案例计算得到的电平高3dB。假定接收器噪声电平相同(-99dBm)，则允许的干扰功率电平为-96dBm-3dBm=-99dBm。

    偏离有用信号15MHz的W-CDMADL 16信道阻塞引起的总干扰功率，假定主要在三种产物中分配。它们是相位噪声互易混频(25%或-6dB)，接收器输出端经过片上滤波后的阻塞电平(25%或-6dB)，以及该阻塞引起的低频IM2产物(50%或-3dB)。因此，我们可以估计由DL阻塞引起的输入IM2产物，折算到接收器LNA输入端的允许值为：PIM2,DL 16Ch=PN-3dB-ILduplexer≤-99dBm-3dB-2dB= -104dBm。由ULTx泄漏信号引起的低频IM2产物已被忽略，因为在此测试中，ULTx功率相比笫一测试案例降低了4dB。

    在该测试案例中，天线处的额定调制阻塞电平等于-44dBm，叫此考虑双工器中-2dB IL，LNA输入端的阻塞电平PDL_16Ch,LNA为-46dBm。

15Mitz偏移处的接收器IIP2(15MH2)，折算到LNA输入端，用等式计算：

PIM2．DL—16Ch(dBm)= 2 × PDL—16ch—LNA(dBm)-IIP2(15MHz)(dBm)-3.1dB=IIP2(15MH)(dBm)≥

+9dBm

    5.3分析说明

    当所有结果都折算到LNA输入端时，值得注意的是，在UL Tx频偏处的零中频接收器IIP2(Tx)要求高于DL 16信道阻塞频偏处要求的ⅡP2(15MHz)。将ⅡP2(Tx)要求转换到I/Q混频器输入端时，这就必须要求混频篱的11P2(I/Q混频器)大于+60dBm。不过，通过使用LNA后端滤波器可以降低这项要求，它可以在Tx泄漏频偏处提供选择性。

    6、结语

    本文通过直接转换零中频接收器结构方案介绍与IM2产物产生机制的分析、计算，给出了存在调制W-CDMA阻塞的情况下，对于零中频接收器的估弄算,即W-CDMA接收器的IIP2要求。已经证明依赖于调制阻塞包络属性的不同，所产生的低频IM2产物在基带的电平可以低于或高于等效的双音阻察所产生的低频IM2拍音电平。

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